電流控制模式的原理及優點
   
圖1所示為反激式開關電源的電壓、電流雙閉環控制的原理。時鐘以固定頻率發送脈沖，脈沖到來時，鎖存器置“1”，開關管導通，變壓器原邊電流上升。上升到由誤差信號Ue決定的閾值時，PWM比較器輸出高電平，鎖存器復位，功率開關管關斷，直到下個脈沖的到來。當輸入電壓升高時，系統有很快的動態響應，對電壓擾動實現前饋抑制。同時，電壓誤差放大器有很高的增益，不影響系統的穩定性，且改善了負載調整率。逐個脈沖電流檢測限制可以簡化過流保護電路，峰值限制最大輸出電流，保證電源工作可靠，變壓器和功率器件不必有較大的裕量 。

圖1：雙閉環電流模式控制原理

電路原理與設計

UC3842簡單介紹
   
UC3842是一種單端輸出的峰值電流PWM控制芯片，管腳示意如圖2所示。其內部有誤差放大器、PWM調制、鎖存、振蕩時鐘等基本模塊，還有欠壓鎖定、過壓保護、基準電源、低起動電流、電流圖騰輸出等功能。電壓滯環的起動電壓是16V，關閉電壓是10V，6V的起動與關閉電壓差可有效防止電路在閥值電壓附近工作而引起的振蕩。芯片起動電流1mA，所以，芯片可以對高壓用電阻降壓起動，待起動完成后由饋電繞組供電。補償端接RC網絡來改變誤差放大器的閉環增益和頻率響應。電流反饋端Ucs>1V時輸出脈沖關斷，起到逐個脈沖限流保護。時鐘由外接阻容RT和CT決定。

圖2：UC3842的管腳排列

電路的模塊分析
   
圖3是以UC3842作為控制器的單端反激式開關電源的電路圖,輸出分別為＋5V/4A及±12V/1A。電路對＋5V輸出用4N35光耦進行電壓采樣來精確穩壓，±12V輸出加三端穩壓器穩壓。圖3中L1抑制共模干擾，RT是熱敏電阻，限制上電的沖擊電流，ZMR是壓敏電阻，防止雷擊，C4濾除工頻信號；R2，C18，D5用于吸收開關管關斷時，變壓器漏感產生的過電壓；R6及C8用于濾除MOSFET開通時的電流尖峰，避免對檢測電流信號的干擾；R9及C11構成補償網絡；R1是檢測電阻，用以把變壓器原邊的電流轉化成電壓，R7是起動電阻，起動完成后由饋電繞組經過D6及C7供電；R8及C5決定振蕩器頻率fosc= (kHz)，本設計中為50kHz；L2，C15，C16組成π型濾波，濾除低頻，而C10濾除高頻；R11是假性負載，因為，開關電源要求在空載下能工作，而反激式變換器必須保證磁路復位，否則會造成變壓器磁芯飽和，燒壞主功率管。R15及C20吸收副邊整流管的尖峰。TL431是精密可調基準電源，調節RES3可以改變輸出電壓。

圖3：電流型反激式三路輸出開關穩壓電源

穩壓過程的分析
   
電流控制型脈寬調制實際上是利用誤差信號去控制變壓器初級線圈中的電流。電路主要由調整脈寬來穩定＋5V/4A輸出，而±12V/1A由于和＋5V線圈緊密耦合，所以，利用三端穩壓器來穩壓。
   
圖4所示，TL431是精密可調基準電源，穩壓值為2.5～36V連續可調，工作時電路自行調節陰極K端電壓，以使R端電壓Uref保持在2.5V。而輸出電壓Uo=Uref〔1＋R13/（R14＋RES3）〕≈UKA，由于Uref穩定在2.5V，若改變R13/（R14＋RES3〕就可以改變輸出。本設計中Uo=2.5×〔1＋3.3kΩ/(1.5kΩ＋RES3))，如取RES3=1.8kΩ，則輸出為5V。

圖4：精密可調基準電源

調節過程如下：
   
當負載變化時，例如load↑→Uo↑→Uref↓→UKA↓→(Uo－UKA)↓→光耦原邊i↓→光耦副邊三極管Uce↑→PWM比較器反向輸入端Ue↑→D↑→Uo↑；可見負載增大，電源自動調節占空比，使輸出穩定，反之亦然。
   
當輸入電壓升高時，即Ui↑→(Ui/L)↑→Uo↑→PWM比較器正向輸入端Ucs↑→D↓→Uo↓；可見輸入電壓波動是前饋調節，速度快，當然輸入電壓的變化也會影響輸出，產生誤差進而調節，這樣線形調整率更佳。
    當調整RES3改變輸出時，例如RES3↑→（R14＋RES3）↑→Uo↓→(Uo－UKA)↑→光耦原邊i↓→D↓→Uo↓；可見其與負載變化調整情況相反，調大RES3是降低輸出電壓，占空比隨之減小，從而穩定輸出。

高頻變壓器的設計
   
高頻變壓器是開關電源的關鍵，其決定著電源的性能，本電源的參數：＋5V/4A，±12V/1A，Po=45W，η=80％，DN=25％。
   
設計選用EI型的鐵氧體鐵芯R2KB，常溫時最大磁感應強度Bm=0.5mT，磁芯的有效截面積：Sc=125mm2。N1～4分別為輸入、＋5V輸出、饋電、±12V輸出繞組匝數，Ui=300V為輸入直流電壓，UD為二極管導通壓降取0.7V，DN=25％為額定占空比。
   
1）變壓器匝比

n=（1）
將DN，Ui，Uo=5V代入式（1）得n=0.057。
   
2）原邊繞組電感

L=（2）
將DN，Ui，T=1/fosc=1/50×103=20μs，Po，η代入式（2）得L=1mH。
   
3）原、副邊繞組匝數
   
N1=（3）
將ΔB=0.15T(為了防止磁芯飽和，取ΔB<Bm)，Sc=125mm2代入式（3）得N1=80匝，則
N2=N1n=4.6，取5匝，
又饋電繞組和副邊繞組同時導通，且穩定電壓為13V，則
N3=(13＋UD)=12匝，
N4==12，考慮到三端穩壓器的損耗故取15匝。
   
4）磁場氣隙
   
δ=（4）
將數據代入式（4）得出δ=1mm。適當的氣隙可防止變壓器飽和，但過大又增加了變壓器漏感，所以應該折中選擇，本設計的EI磁芯，單邊可取δ/2，實際中我們取0.5mm。
   
5）繞制技巧
   
原邊繞組分二層繞，先繞原邊40圈，再把饋電繞組、輸出繞組繞在一層，最外面還是原邊繞組，層與層之間要加絕緣膠帶，這樣的繞制方式可有效降低變壓器漏感。

實驗結果
   
圖5所示為高頻變壓器原、副邊波形，由圖5可見工作周期是20μs，原副邊是以同名端作為示波器的正端的。圖6所示為輸出濾波電感的波形。

圖5：變壓器原、副邊波形（“2”為原邊，“1”為副邊）

圖6 ：輸出濾波電感的波形

電流型PWM控制技術可以使開關電源獲得優良的性能指標和較高的可靠性，控制器UC3842具有開關頻率高，外圍電路簡單，成本低，特別適合于自動化儀表使用的單端小功率電源。