中心議題：

• 無線網卡輸入電源的設計

解決方案：

• 超級電容與降壓變換器不同方式下配合使用
• 采用輸出電流為2A的降壓變換器
• 采用輸出電流低于1A的降壓變換器

利用插接在便攜式筆記本電腦上的無線網卡連接互聯網的應用越來越廣泛。通常，無線數據網卡使用雙模的無線射頻模塊，如EDGE/WCDMA，GPRS/WCDMA，CDMA/WCDM等。這些網卡基于USB/PCMCIA/PCIE接口與筆記本電腦之間進行高速雙向的數據傳輸，同時筆記本電腦也要通過這些接口向無線數據網卡提供電源。CDMA/WCDMA在射頻模塊發射工作時不會有很大的脈動負載，GSM、GPRS和EDGE平均工作電流很小，但在射頻模塊發射時，瞬態電流達到2A。但這些接口的電源管理輸出通常有最大電流限制，這對無線網卡輸入電源的設計提出了特定要求。

雙模射頻模塊和接口電源的特點

射頻模塊工作于CDMA/WCDMA時，發射的峰均比值即峰值功率與平均功率的比值小，負載脈動小。射頻模塊工作于GSM、GPRS等模式時，發射的峰均比值大，瞬態峰值電流值很大，因此負載脈動大。

GSM和GPRS的class 2和class 8的發射突發時間為577μS；GPRS和class 10的發射突發時間為1.15ms；GPRS的class 12的發射突發時間為2.3ms。GPRS的class 10和class 12通常要求電源在發射突發期間能提供2A峰值電流，平均電流大約為0.6A，在兩個峰值間抽取電流為0.1A。GPRS的class 10發射要求的脈沖寬度1.154ms，脈沖峰值電流最大值2A，占空比為25%，并在此期間能進行全功率發射。GPRS的class 12發射要求的脈沖寬度2.308ms，脈沖峰值電流最大值2A，占空比為55%，在此期間也要能進行全功率發射。很明顯，對于GPRS的class 10和class 12，峰值電流脈沖時間很長，因此設計要求也更嚴格。

USB的接口電源電壓額定值為5V，而PCMCIA和PCIE的接口電源電壓額定值為3.3V，射頻模塊的電源電壓一般設定在3.75V。當用USB的接口時需要降壓變換器從5V得到3.75V，當用PCMCIA和PCIE的接口時需要升壓變換器從3.3V得到3.75V。本文將討論基于USB接口無線網卡供電電源的設計，基于PCMCIA和PCIE接口無線網卡供電電源的設計的基本原則與其類似。

USB接口輸出的電壓為5V，允許的范圍4.75V到5.25V，最大允許輸出電流為500mA。射頻模塊在發射突發期間需要2A的峰值電流，遠遠大于USB接口規定所允許的500mA的輸出電流。負載的所需要的穩態電流主要用于基帶芯片和其它的一些數字邏輯芯片，若穩態電流為Ibase，峰值電流為Ipeak，峰值電流占空比為D，則電源所要求的平均輸出電流Iave為：

Iave＝Ibase+D×Ipeak

對于GPRS的class 10，當Ibase=0.05A，Ipeak=2A，D=25%時，電源所要平均輸出電流為0.55A。

電源方案設計

無線網卡的電源通常要用到超級電容，即電容值為幾個或幾十個mF的鉭電容。超級電容儲存很多能量，能負載傳輸很高的功率，并平滑電壓紋波。超級電容與降壓變換器有不同的配合使用方式，這就決定了其電源設計的結構不同。

1.采用輸出電流為2A的降壓變換器

如果直接用降壓變換器全額輸出為射頻模塊供電，則要設計一個輸出電流為2A的降壓變換器(圖1a)。

圖1：(a)采用輸出電流為2A的降壓變換器的設計方案；                      (b)具有動態輸入電流限制的設計方案。

輸出電流為2A的與降壓變換器可以在射頻模塊工作于發射突發期間提供足夠的電流，因此輸出電容COUT可以不用超級電容。但是，當輸出電流為2A時，輸入電壓具有很大的紋波，輸入電壓的最低電壓必須大于降壓變換器的最小工作電壓Vcc(Min)，降壓變換器才能正常工作。為減小輸入電壓的下降，輸入端要采用超級電容，CIN值可用下式計算：
 

USB接口的電源線電容不能大于10uF，否則在上電的過程中電容充電相當于瞬態短路。電容越大，短路時間越長，大輸入浪涌電流持續的時間就越長，這樣將導致USB口關斷，引起系統的關機或藍屏死機。因此，必須在USB輸出和降壓變換器間之間采用限流器，即負載開關(如AOZ1300)。負載開關的輸入(即USB輸出的電容CUSB)可以采用4.7~10uF電容，負載開關的輸出(即降壓變換器輸入)采用超級電容。負載開關提供USB輸出電流的限流保護，超級電容用于保證降壓變換器最小工作電壓。

這種方法由于使用2A的降壓變換器，而系統平均電流只有0.55A，所以降壓變換器處于嚴重的浪費狀態，而且需要的功率電感和MOSFET的體積大、成本高。另外，在降壓變換器輸入端需要用較高額定電壓超級電容。因此，在體積受到限制的手持系統中，通常不采用這種方案。

2.采用輸出電流低于1A的降壓變換器

當采用輸出電流為0.6A的降壓變換器時，由于輸出穩態電流小，所以超級電容需要放在輸出端。當射頻模塊工作于發射突發期間時，降壓變換器進入過流保護，停止工作。超級電容放電維持射頻模塊發射所需要的全部能量。電路框圖同圖1a。超級電容值用下式計算：
 

其中，VOUT(Min)為額定輸出電壓的最小值，VRF(Min)為射頻模塊要求的最小工作電壓。請注意，連接在降壓變換器輸出端的超級電容可以采用較低額定電壓，但要求的容值大于每一種方案。
同樣，降壓變換器輸入電壓的最低電壓必須大于其最小工作電壓Vcc(Min)，因此CIN值可用下式計算：

由于穩態的輸出功率低，CIN為22~100uF就足以滿足要求。USB的輸出電CUSB可用4.7~10uF電容。此外，對于降壓變換器，由于輸出電容大，起動過程中存在持續時間長的大浪涌電流，因此必須用較長的軟起動時間以減小浪涌電流，同時采用更低的折返頻率功能，防止占空比和電感磁通失控，從而電感飽和損壞芯片。

對于這種架構，有時負載開關會連接到降壓變換器輸出（圖2），然后射頻模塊連接到負載開關，這樣降壓變換器就只能用較小的輸入電容。這將導致輸入電壓紋波大，尤其是其輸出瞬態過載時，輸入電壓的最低點可能低于其最小工作電壓Vcc(Min)，系統將關斷而復位重新起動，因此也不建議采用這種方式。

負載開關連接在降壓變換器的輸出端。

3.動態輸入電流的限制

負載開關(如AOZ1300)主要用于提供輸入限流保護，通常當通過負載開關的電流大于其設定的限流值時，負載開關或者關斷輸出，或者采用恒流輸出。采用恒流輸出可以降低輸入的電壓紋波，但其工作于線性狀態，功率損耗大，系統的效率低。
如果在降壓變換器中采用恒壓和恒流切換控制，正常工作時采用恒壓模式，瞬態大電流時采用恒流模式，以實現動態輸入電流限制，這樣恒流及限流也是工作于開關狀態，因此功率損耗小、系統的效率高。恒流及限流值ICL為：

圖1b所示電路需要用二個運放，A1用于檢測輸入電流，A2用于隔離電壓和電壓反饋信號，以保證電壓和電壓反饋信號中只有其中的一個信號參與系統的反饋工作。二極管D防止運放A2的輸出管腳出現灌入電流。請注意，在輸出瞬態過載時，降壓變換器工作于恒流及限流模式，但仍輸出電流。在輸出瞬態過載期間，降壓變換器仍可以提供一定比例的輸出電流給射頻模塊，因此所需的輸出超級電容值可以減小。若限流值為0.5A，則輸出超級電容值可以減小25%。