電子產品內部包含眾多磁元件，這些器件占據了產品成本較多的比重。隨手找一個產品，我們都可以很直接的看到各種電感、磁珠、變壓器等。然而，或許是由于磁學中復雜多變的參數，也許是由于磁元件看起來過于簡單，多數工程師在設計產品中習慣于忽視它們。我們知道在開關電源設計中，為了做到更高的轉換效率，設計者需要充分掌握變壓器繞組、氣隙以及 PFC 電感等參數的設計技巧。在進行 EMI 濾波器設計時，我們往往側重于去看磁元件的感抗和阻抗參數，而忽視了許多關鍵的參數。本系列文章旨在讓讀者進一步認識磁元件中的各種特性，希望能夠幫助讀者在實際項目中更為準確的選擇磁元件，更快速的分析問題的原因。

 

磁珠是眾多磁元件的一種，磁珠又分為穿心磁珠和貼片磁珠。筆者個人認為穿心磁珠更接近于電感，其在實際應用中也較為少見，尤其是在目前產品小型化趨勢的要求，貼片磁珠更具優勢。本文圍繞用于儀表生產的貼片磁珠展開，希望能夠對讀者有所幫助。

 

1、鐵氧體磁珠

 

PCB中不同頻率和功率特性的模擬和數字IC通常采用不同的電源網絡供電。這樣有助于防止快速數字開關噪聲耦合到敏感的模擬電源網絡，降低轉換器性能，但獨立的供電會增加系統級復雜性和制造成本。通常會選擇鐵氧體磁珠針對電源網絡采取適當的高頻隔離。鐵氧體磁珠是無源器件，可在寬頻率范圍內過濾高頻噪聲。它在目標頻率范圍內具有電阻特性，并以熱量的形式耗散噪聲能量。一般情況下，鐵氧體磁珠主要用在PDN電源網絡中，磁珠兩側通常對地接適當容值的電容，組成濾波網絡，降低PDN電源網絡的開關噪聲。鐵氧體磁珠的等效電路模型為一個由電阻、電感和電容組成的電路。如下圖所示。RDC對應磁珠的直流電阻。CPAR、LBEAD和RAC分別表示寄生電容、磁珠電感和與磁珠有關的交流電阻(交流磁芯損耗)。

 

圖1(a) 鐵氧體磁珠的簡化電路模型；圖1(b) 鐵氧體磁珠采用TycoElectronics BMB2A1000LN2測量的ZRX曲線

 

Jefferson Eco在其文章中給出了四個參數的結果，其計算過程也很簡單，這里就不贅述了。具體數值為RDC=300mΩ，CPAR=1.678pH，LBEAD=1.208μH，RAC=1.082kΩ。從計算結果來看，磁珠的等效模型為LCR并聯諧振電路，RDC所貢獻的作用忽略不計。采用CST建立起該磁珠模型，得到阻抗參數如下所示，可以看到結果整體是一致的。

 

RAC是組成磁珠四個參數中最重要的一個參數，正是由于RAC的存在，磁珠才稱為磁珠，否則組成的模型只能稱為電阻，也正是由于RAC的存在，才會有下圖中的阻抗曲線。我們都知道LC諧振頻率的計算公式，若是計算CPAR和LBEAD組成的諧振電路諧振頻率，你會發現其諧振頻率剛好是阻抗曲線的最高點。當RLC并聯電路諧振時，電路導納Y(jω) =G=1/R，也就是說諧振點對應的阻抗值為RAC的值。

 

圖2 采用CST計算得到的磁珠阻抗曲線

 

 

圖4  磁珠模型的阻抗曲線

 

由于磁珠的內電極整體被鐵氧體材料包裹，所以磁珠本身擁有完整的磁屏蔽，其外部磁場的泄露較小。因此在進行layout時，不需要考慮磁珠周圍是否存在敏感電路，也不需要刻意的挖空磁珠下方的地層。

 

圖5  磁珠在最高阻抗頻率下的磁場分布

 

2、磁珠的插損

 

在濾波電路設計中，插損是最能夠體現濾波電路特性的參數。在產品的整改中，考慮器件選擇時，我們首先會去看器件的插損特性。插損可以綜合反映電路系統對電磁能量的消耗能力，這種消耗既可以是反射回源端，也可以通過器件自身發熱的方式將其轉換為另一種能量。然而插損參數并不會反映出電路系統的阻尼特性，這也正是多數設計人員最為頭疼的事情，往往正確參數的器件應用在電路中，結果卻和下面幾節中介紹的類似，電路噪聲不降反升了。 

 

下圖為昌暉儀表的測試系統，采用網絡分析儀和特制夾具，用于測試磁珠等器件的S參數。當采用一顆600R的磁珠進行測試時，其結果如圖所示。

 

圖6  采用網絡分析儀測試磁珠插損 

 

圖7 磁珠的插損曲線

 

因為給出的阻抗曲線不夠清晰，這里近似估算LBEAD=1.59μH，CPAR=0.7pF，RDC=600mΩ，RAC=680Ω，采用該參數計算得到的插損曲線如下圖所示。可以看出，計算出的結果與測試相比，在高頻插損更低一些，我們假設測試設備經過了準確的校準，所以導致測試結果的差異就是產品阻抗參數曲線不準確！根據測試的插損最低點為90.74MHz，插損18.188dB，將測試系統中的參數寫入軟件，經過重新計算，得到該磁珠的LBEAD=1.59μH，CPAR=2.1pF，RDC=600mΩ，RAC=715Ω。修正后的插損曲線和阻抗曲線分布如下圖所示。我們看修正后的插損曲線，Mark點的插損參數與實際測試的幾乎完全一致。

 

圖8  根據產品阻抗曲線計算得到的插損曲線

 

圖9  修正后的插損曲線 

 

圖10 修正后的阻抗曲線

 

相對于電感，磁珠的插入損耗特性是偏小的，電路中單獨使用LC濾波，可以實現較大的插損值，實測中甚至可以做到80dB的插損。但是單獨使用LC濾波，當頻率高出LC諧振頻率時，其插損值將會迅速減小，這是我們不愿意看到的，此時可以配合磁珠改善高頻特性。

 

圖11  L型濾波電路中使用鐵氧體磁珠的插損特性(計算值)

 

3、電源中的磁珠

 

Murata公司的資料中有使用鐵氧體磁珠進行噪聲抑制和改善的例子。如下圖所示，可以看到，磁珠對于IC噪聲有明顯的隔離作用。

 

圖12  用磁珠進行噪聲抑制和改善的實例

 

下面采用ANSYS Simplorer建立一個Buck電路，輸入10V，輸出3.5V，開關頻率為200khz，占空比50%，我們需要查看各器件的波形和開關管在輸入端的傳導噪聲。 

 

圖13  Buck電路仿真模型

 

圖14  各器件上的電壓波形

 

下圖為LISN接收到的傳導噪聲，可以看到開關電源本身的諧波是比較豐富的。200Khz的開關頻率，其諧波一直延伸到20MHz還明顯可見。電源開關管占空比為50%，理論上50%占空比下的偶次諧波幅值應該為0，這里卻為非0值，這是為何呢？這個問題留給讀者思考。

 

圖15  LISN端接收到的傳導噪聲

 

把上節中的磁珠等效電路加入電源輸入端，如下圖所示，查看磁珠在電路中對開關噪聲的濾波效果。這里肯定有人要問，為什么選擇高頻(100MHz)阻抗最高的磁珠去處理低頻噪聲，抱有類似想法的讀者請先靜下心來繼續向下看。從結果中可以看出即使是高頻磁珠，對電源噪聲也有一定的衰減，下圖中可以看出，電感上電壓紋波明顯減小，LISN接收到的傳導噪聲也有一定程度下降(注意這里是線型值，當轉換為對數值時這點下降可以忽略不計)。

 

圖16  加入磁珠等效電路后的BUCK電路

 

圖17  加入磁珠等效電路后各元件上的電壓波形

 

圖18  加入磁珠前后 LISN 接收到的傳導噪聲對比 

 

總有些好事者采用磁珠替代電感，放在電源輸入端，與電容組成濾波電路，如下圖所示。采用類似做法會產生一種問題，電源輸入輸入端在低頻段會有非常大的反諧振產生。如下圖LISN結果所示，1MHz以后的噪聲均有明顯的下降。然而0.6MHz以前的噪聲幅值甚至高于沒有濾波措施下的電源噪聲。讓人失望的是，一定數量的工程師會因為對電感的不了解而直接選擇增加電容容值，殊不知此時電容容值越大，低頻噪聲越高，整改起來往往是一頭霧水。

 

圖19  在輸入端加10nF 電容和磁珠(等效電路替代)時的BUCK電路

 

圖20  三種情況下LISN接收到的傳導噪聲

 

當低通濾波器網絡(由鐵氧體磁珠電感和高Q去偶電容組成)的諧振頻率低于磁珠的交越頻率時，發生尖峰。濾波結果為欠阻尼。下圖顯示的是TDK MPZ1608S101A測量阻抗與頻率的關系曲線(文獻提供)。阻性元件(與干擾能量的耗散有關)在達到大約20 MHz到30MHz范圍之前影響不大。低于此頻率則鐵氧體磁珠依然具有極高的Q值，且用作理想電感。典型鐵氧體磁珠濾波器的 LC諧振頻率一般位于0.1MHz到10MHz范圍內。對于300kHz到5MHz范圍內的典型開關頻率，需要更多阻尼來降低濾波器Q值。

 

圖21(a) A TDK MPZ1608S101A ZRX曲線；圖21(b) 鐵氧體磁珠和電容低通濾波器的S21響應

 

上顯示了此效應的一個示例；圖中， 磁珠的S21頻率響應和電容低通濾波器顯示了峰值效應。此例中使用的鐵氧體磁珠是TDK MPZ1608S101A(100?，3A，0603)，使用的去耦電容是Murata GRM188R71H103KA01低ESR陶瓷電容(10 nF，X7R，0603)。負載電流為微安級別。

 

無阻尼鐵氧體磁珠濾波器可能表現出從約10dB到約15dB的尖峰，具體取決于濾波器電路Q值。圖4b中，尖峰出現在2.5MHz左右，增益高達10dB。

 

此外，信號增益在1MHz到3.5MHz范圍內可見。如果該尖峰出現在開關穩壓器的工作頻段內，那么可能會有問題。它會放大干擾開關偽像，嚴重影響敏感負載的性能，比如鎖相環(PLL)、壓控振蕩器 (VCO) 和高分辨率模數轉換器 (ADC)。圖4b中顯示的結果為采用極輕負載(微安級別)，但對于只需要數微安到1mA負載電流的電路部分或者在某些工作模式下關閉以節省功耗的部分而言，這是一個實用的應用。這個潛在的尖峰在系統中產生了額外的噪聲，可能會導致不良串擾。

 

 

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